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离线式变换器设计与磁学技术

3.1 反激变换器磁学技术

BUCK电路中输入电源能量在开关管导通时间内同时传递到电感和输出端，而BOOST电路在开关时间内吧储存在电感中的能量和输入电源能量传递到输出端。

‘开关节点’称为电感电流的转向点。

开关导通期间，侧决定所偶绕组的电压，而开关截止期间，各绕组电压由二次侧决定。

反激变压器侧和二次侧绕组的电流关系式基于能量。

已知电压求二次电压，需要除以匝数比，已知二次电压求电压，则需乘以匝比。电路计算规则则相反，已知电流求二次电流，需乘以匝数比。

漏感是未能耦合到侧电感部分，它不参与有效能量从输入大输出的传递。它是未能传递到二次侧的电压波形，只表现为开关关断瞬间的电压尖峰。

3.1.5漏感

漏感可看作与变压器电感串联的寄生电感。

开关关断时，电感所储存的能量可沿续流桐庐传递，但漏感能量却无传递通路，所以它就以高压尖峰形式表现出来，二次侧无此尖峰电压，因漏感不适电感，而是未耦合到二次侧的电感。

常采用以下两种处理方法：

重新利用使其返回输入电容。

简单地将其消耗。

后者因简单而广泛应用，较普遍的是直接用齐纳二极管钳位。

3.1.8 有效漏感电感测量

漏感的测量时短接二次绕组两端，再测量绕组两端的电感。

根据经验法则，可用每英寸20nH进行计算。

对于反激变换器输入电容来说，电容值选择一般取3uF/W

对于反激变压器电流密度一般取400cmil/A

对于高频时，考虑肌肤深度的时候，注意铜皮也要为肌肤深度的两倍。

3.2正激变换器磁学技术

3.2.1 占空比

因为正激变换器中输出电感的设计步骤与BUCK电路相同，在Vinmax设计。

正激变换器的二次绕组和绕组同时流过的电流，这使磁芯磁通几乎完成抵消。

磁芯中的所有参数如磁通，磁场，储存的能量甚至是磁芯损耗，都仅由励磁电流决定。

励磁电流与，二次匝数比无关-它仅存在于侧。

励磁电流是变压器中储存能量的部分。

磁复位绕组的匝数通常准确地等于绕组匝数。

正激变换器的占空比都不能超过50%。

由于这部分太难了，有点搞不清楚头绪了，所以把重要的知识点先例出来，慢慢更新

第五章 导通损耗和开关损耗

开关损耗为开关器件从导通转换为关断时的所有损耗。开关频率越高，开关每秒钟转换状态的次数越多，因此开关损耗与开关频率成正比。

大部分电源分析中提到的‘负载’都是指晶体管的负载，而非DCDC变换器的负载。

类似地，‘输入电压’指mosfet关断时加在其两端的电压。

5.2开关接感性负载

当电流变化时，电压保持不变，当电压变化时，电流保持不变。这是电感负责的特性

开关接感性负载时的损耗为接电阻性负载的三倍。

5.3开关损耗和导通损耗

开关盒二极管导通时的压降多数情况下不是为零的

导通损耗取决于占空比而与频率无关。

二极管导通损耗也是电源中另一主要导通损耗。

减小导通损耗的方法是降低二极和开关管的正向导通压降。

但是，压降非常低的肖特基二极管娄底阿牛较大，结电容很大，会产生更大的损耗。

试图降低MOSFET的通态电阻会影响其开关速度。

5.4 建立MOSFET简化模型以研究感性负载时的开关损耗

MOSFET的漏极，原级，和栅极之间存在三个寄生电容。这些微小的极间电容是提高开关效率的关键。

交叠损耗的原因在于开关状态每次变换都不可避免地存在V-I交叠。

电容值越大，冲放电时间久越长，交叠时间就会越长，结果冬至交叠损耗越大。

人们关心的开关管关断时两端电压，以及导通时流过的电流。

MOSFET的漏极电压与节点电压有细微差别，两者压差为ILK两端电压。漏感

5.5 变换系统中寄生电容的表示

用直流驱动信号角度深入分析栅极，可以发现有效输入充电电容是Cgs和Cgd的并联。

有效输入电容Ciss

输出电容Coss

反向传输电容Crss

5.6门极开启电压

逻辑电平MOSFET中Vt的典型值为1-3V。高电平MOSFET的Vt的典型值为3-5V。

把流过MOSFET的电流超过1mA时的状态定义为导通状态。

一般的，我们用栅荷系数来解释什么是有效电容值。

这个系数有效地说明了当电压降低时电容值增加的事实。

5.12对开关损耗而言的恶劣输入电压

对BUCK变换器，损耗发生在Vinmax

对BOOST变换器，损耗发生在Vinmin

对BUCK-BOOST变换器，成0.5对称分布。例如，D=0.6-0.8，去0.8（Vinmin）计算开关损耗。

D=0.2-0.4，在0.2（即Vinmax）处计算开关损耗。

第六章  印制电路板的布线

6.1引言

设计开关调整器PCB时，需知终产品的好坏完全取决于它的布线。

电流模式控制芯片比电压模式控制芯片布线灵敏度高很多。

6.2布线分析

开关转换发生在导通到关断瞬时，其持续时间一般小于100ns,但绝大数问题都发生在该时段。

多数噪声及其他相关问题发生在转换瞬间。开关转换时间越短，产生的问题越多。

作为设计师首先应了解变换器主电路电流的流向，从而识别出PCB中有麻烦的‘关键的’走线。

不可以用设计BUCK电路PCB的方法设计BUCK-boost电路PCB。

6.3布线要点

在开关转换期间，某些走线（PCB上的覆铜线路）的电流会瞬间停止，而从另外一些走线电流同时瞬间导通。这些走线被认为是开关调整器PCB布线的‘关键走线’。

V=L*DI/DT，L是PCB走线的寄生电感，每英寸走线的寄生电感约为20nH.

噪声尖峰一旦产生，不仅传递到输入/输出，而且渗透到IC控制单元，是控制功能失稳失常。

MOSFET比BJT转换速度更高。采用MOSFET开关的变换器将产生更恶劣的‘尖峰’。

不应在关键走线的某处使用一段软线接入电流探头。

注意对BUCK和BUCK-BOOST电路，输入电容也处于关键路径中。

这意味着在这些拓扑中功率级需要有良好的输入解耦装置。

控制电路本身需要良好的解耦装置。为此，在紧邻IC的地方接入衣蛾小容量陶瓷电容。

对所有拓扑，电感均不处于关键路径，因此不必过多担心它的布线，至少从产生噪声的观点来看。弹药考虑电感产生的电磁场，它会影响附近的电路及敏感走线，同样会产生问题。

特别要远离反馈走线。

对BOOST和BUCK-BOOST电路，输出电容处于关键路径，因此该电容和二极管应尽量靠近控制IC。

对BUCK电路，若用一陶瓷电容与输出电容并联，则只是为进一步降低输出高频噪声和输出纹波。但改做法不可靠，特别对电压控制模式，当输出电容等效串联电阻值变得太小时，可能造成环路严重不稳定。

对所有拓扑，二极管处于关键路径。

事实上增加某些走线宽度对电路工作可能是不利的。

任何带有变动电压的导体，不管它流过电流的大小，只要其尺寸足够大就会形成E型天线。因此应该减小开关节点处的走线面积，而非增加它。

允许大面积覆铜的电压节点是接地点或外壳接地点。

已知减小走线电感的方法是减小长度，而不是增加宽度。超过一定限度后再加宽走线并不能显著减小电感。

将两条平行走线置于板子两面相对位置，为加强互耦以消去磁场，这些走线应尽量宽些。

应使反馈走线尽量短，并远离噪声或磁场源，绝不恩能够将反馈走线置于电感，开关或二极管下方。

IC内部每消耗1W，温度升高30摄氏度。

第七章 反馈环路分析及稳定性

7.1传递函数，四件常数与强制函数

对于输入和输出，可能它们其中的一端为公共端，称这样的网路为‘二端口网路’

输出电压除以输入电流，为电阻的阻抗。

脉宽调制器（PWM），它的输入时‘控制电压’，输出时占空比

方程得常数项为强制函数。

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